本文介绍了补偿放大器（例如ADA4895-2，增益高于+9时通常稳定）如何以低至+2的增益工作，与等效的内部补偿放大器相比，如何提供更高的压摆率和更快的建立时间。将介绍两种方法，并强调每种电路的优缺点。

ADA4895-2与ADA4896-2、ADA4897-1和ADA4897-2属于同一系列，是一款具有轨到轨输出的双通道低噪声、高速电压反馈放大器。该器件具有 1.5GHz 增益带宽积、940V/μs 压摆率、0.1ns 的 26ns 建立时间、10 Hz 时的 2nV/√Hz 1/f 噪声、1nV/√Hz 宽带噪声和 −72 dBc 2MHz 无杂散动态范围。 采用 3V 至 10V 电源供电， 每个放大器的静态电流为3 mA。

图1.方法1：补偿ADA4895-2以获得+2的稳定增益。

(相关资料图)

图1所示的方法1增加了一个简单的RC电路（RC= 28 Ω 和 CC= 56 pF）到反相输入和一个反馈电容（CF= 5 pF），与反馈电阻并联。该电路在高频下的噪声增益为+9，在低于谐振频率（1/2πR）的频率下具有+2的增益CCC= 100 兆赫。尽管较高频率下的噪声增益约为+9，但只要低通滤波器（由R形成）就可以保持较低的总输出噪声O和 CL，阻止高频内容。这允许放大器以+2的增益工作，同时保持非常低的总输出噪声（3.9 nV/√Hz）。

此配置可扩展，以适应+2至+9之间的任何增益。表1显示了每种增益设置的元件值和总宽带输出噪声。

表 1.用于增益的元件值< +10。RT= RO= 49.9 Ω.

图2.方法2：补偿ADA4895-2以获得+2的稳定增益。

方法2（如图2所示）增加一个电阻（R1反相和同相输入之间的= 28 Ω），将放大器的噪声增益提高到+9。R 两端未出现电压1，因此没有电流流过它。因此，输入阻抗看向R1与同相输入并联将保持高电平。输入至输出信号增益等于 1 + RF/RG，或在本例中为 +2。补偿电路中不使用电容器，因此没有频率依赖性。这意味着与第一种方法相比，宽带输出噪声在较低频率下始终较高。

这种配置也是可扩展的，以适应+2和+9之间的任何增益。表2显示了每种增益设置的元件值和总宽带输出噪声。

表 2.用于增益的元件值< +10。RT= RO= 49.9 Ω，CL= 120 pF。

图3显示了图1和图2所示电路在50 Ω分析仪中的小信号和大信号频率响应，G = +5 V/V或14 dB。如图所示，两个电路都非常稳定，峰值略高于1 dB。只要使用表1和表2中的值，这种稳定性将适用于+2和+9之间的整个增益范围。

为了获得更好的总输出噪声，可以根据应用调整输出端的低通RC滤波器，以将该电路的带宽降低到50 MHz或更低。

图3.G = +5 时的频率响应。

为什么方法1的输出噪声比方法2更好

方法1的输出噪声远低于方法2，特别是在增益低于+7时，因为方法1的噪声增益仅在高频下较高。此时，可以使用低通滤波器来消除高频噪声成分。另一方面，在方法2中，放大器始终以+9的噪声增益工作，即使在低频下也是如此。因此，总输出噪声不随增益变化，如表2所示。以下等式对应于两种方法（注意：RE= RGR1).

方法1的公式：总输出噪声=

方法2的公式：总输出噪声=

每种方法的优缺点

我们展示了两种不同的方法，使用一些外部元件，使专为在较高增益下稳定而设计的放大器在较低增益下稳定工作。方法1使用更多的无源元件，与方法2相比，这可能会增加电路板空间并增加成本。作为回报，第一个电路的总输出噪声低于第二个电路的总输出噪声。因此，电路选择将取决于应用及其所需的规格。

如图4所示，与内部补偿ADA4897-2相比，去补偿ADA4895-2提供更高的压摆率（300 V/μs对100 V/μs）和更快的建立时间，后者在增益≥+1时保持稳定。这些优势随着电路增益的增加而增加。

图4.比较G = +2时的补偿和去补偿放大器。

结论

可以对失补偿放大器（如ADA4895-2）进行补偿，使其在G ≥+10下保持稳定，允许在较低增益下工作。本文介绍的两种方法以复杂性换取总宽带噪声。与等效的内部补偿ADA4897-2相比，两者都提供更高的压摆率和更快的建立时间，后者在G ≥ +1时保持稳定。

审核编辑：郭婷